第31卷 第6期 2011年2月25日 中 国 电 机 工 程 学 报
Proceedings of the CSEE Vol.31 No.6 Feb.25, 2011 ©2011 Chin.Soc.for Elec.Eng.
7
(2011) 06-0007-08 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470·40 文章编号：0258-8013
抑制电网背景谐波影响的并网逆变器控制策略
王学华，阮新波，刘尚伟
(华中科技大学电气与电子工程学院，湖北省 武汉市 430074)
Control Strategy for Grid-connected Inverter to Suppress Current Distortion Effected by
Background Harmonics in Grid Voltage
WANG Xuehua, RUAN Xinbo, LIU Shangwei
(College of Electric and Electronic Engineering, Huazhong University of Science & Technology,
Wuhan 430074, Hubei Province, China)
ABSTRACT: The grid-connected inverter with LCL filter has the ability of easily attenuating the high frequency current harmonics. However, the effect on the current of the background harmonics in grid voltage is difficult to be suppressed. Increasing the loop gain can improve the suppression ability, but it is limited by the system stability requirement. In order to suppress the current distortion effected by the background harmonics in grid voltage, this paper calculated the feed-forward function for grid-connected inverter with an LCL filter. After simplifying the block diagram, a novel dual-loop control strategy was proposed. Instead of capacitor current, the inner loop adopts feedback of the differential voltage of filter inductor at the grid side to damp the resonance. The proposed strategy can effectively suppress the effect from background harmonics in grid voltage, and the capacitor current sensor is removed. A 6 kW prototype is built to validate the effectiveness of the proposed control strategy. KEY WORDS: LCL filter; damping resonance; dual-loop control; background harmonics; grid-connected inverter; total harmonic distortion (THD)
摘要：LCL型并网逆变器对高频谐波的衰减效果显著，但对电网背景谐波的抑制能力有限。提高系统环路增益可减小背景谐波的影响，但环路增益受系统稳定性影响，不可能无限增大。为有效抑制背景谐波的影响，推导LCL型并网逆变器所需要前馈电网电压的函数，并将其加入到原控制系统中，经过适当变换，提出一种基于网侧电感电压微分量和并
基金项目：国家自然科学基金项目(50837003,51007027)；国家重点基础研究发展计划项目(973项目)(2009CB219706)。
Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50837003,51007027); The National Basic Research Program of China (973 Program)(2009CB219706)．
网电流反馈的双闭环控制策略，其内环采用网侧电感电压微分量取代电容电流以阻尼谐振。该控制策略可有效抑制背景谐波对并网电流的影响，并且不需要检测电容电流。最后设计一台6 kW的原理样机，验证所提出的控制策略的正确性。 关键词：LCL滤波器；阻尼谐振；双闭环控制；背景谐波；并网逆变器；总谐波含量
0 引言
开发利用可再生能源可以增加能源供给，减少
环境污染[1]。可再生能源包括风能、太阳能、小水电、生物质能、地热能以及潮汐能等。目前主要的利用途径是基于可再生能源的分布式发电，其中并网逆变器是关键环节之一。按输出滤波器来分类，并网逆变器一般可分为L型和LCL型两种。前者属一阶系统，控制简单，但它对高频谐波的抑制能力有限，一般需要较大的电感来满足谐波标准。后者属三阶系统，对高频谐波的抑制能力强，所需电感较小。但LCL滤波器存在谐振问题，在谐振频率附近，滤波器呈现的阻抗很小，相应频率的谐波电流被放大，甚至超出谐波标准[2]。
解决谐振问题最简单的方法是采用无源阻尼法[3]，即在滤波电容支路串联电阻以阻尼LCL滤波器的谐振尖峰。这种方法比较简单，但串联电阻上存在损耗，同时还会削弱滤波器对高频谐波的抑制能力[4]，另一种解决方法是采用有源阻尼法，包括电容法[5]、零极点配置补偿法[6-7]，以及电容电流补偿法等[8-9]。有源阻尼法的优点是：通过控制算法有效阻尼系统的谐振尖峰，保证系统稳定的同时，既不增加系统损耗，也不影响滤波器对高频谐波的抑制能力。目前，应用最广泛的有源阻尼法是
8 中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷
电容电流补偿法。
除并网逆变器自身的调制会产生高频谐波之外，电网背景谐波也会影响并网电流的波形质量。为抑制背景谐波的影响，一种方法是采用比例谐振(proportional resonant，PR)控制器[10]，增大背景谐波处的增益，抑制它们对并网电流的影响。然而，当背景谐波频率较高时，PR控制器会减小系统的相角裕度
[11]
其中，Lf1、Lf2和Cf构成LCL滤波器；rL1、rL2和rc分别为滤波电感和滤波电容的寄生电阻。当开关频
率较高时，图1(a)可等效为图1(b)所示的平均模型。
图1中，ZL1(s)、ZCf(s)和ZL2(s)分别为Lf1、Cf和Lf2的阻抗，其表达式分别为
。另一种方法是采用电网电压前馈控
ZL1(s) = sLf1 + rL1 (1)
1
ZCf(s)=+rc (2)
sCf
制，这种控制策略可有效增大系统输出阻抗，减小电网电压背景谐波对并网电流的影响，且不影响系统的相角裕度[12]。然而，目前的前馈控制策略仅仅是将电网电压按比例前馈至闭环调节器中，这种简单的前馈策略无法消除背景谐波的影响[5,13-14]。
本文首先分析电容电流和并网电流双闭环控制策略，推导出其简化的系统框图，基于该系统框图，计算出消除背景谐波影响所需的电网电压前馈函数。将该前馈函数加入到原系统框图中，通过适当的等效变换，本文提出一种基于网侧电感电压微分量和并网电流的双闭环控制策略。在实验室设计了 一台6 kW的原理样机验证本文理论分析的正确性。
ZL2(s) = sLf2 + rL2 (3)
图2为基于电容电流iCf和并网电流iLf2反馈的
双闭环控制框图。其中，Ginv(s)为逆变桥传递函数；Hi1(s)和Hi2(s)分别为电容电流反馈系数和并网电流反馈系数；Gi1(s)和Gi2(s)分别为电容电流内环和并网电流外环调节器的传递函数。
将图2方框图中反馈量uCf调整为反馈量iCf(s)，同时将反馈点从Ginv(s)的输出端移至Gi2(s)的输出端，调整对应反馈函数可得图3(a)。继续将iCf(s)两路反馈函数合并，并将iLf2(s)位于1/ZL1(s)的反馈点移至Gi2(s)的输出端，调整对应反馈函数可得 图3(b)。进一步将图3(b)中iLf2位于Gi2(s)输出端的
反馈点调整至ZCf(s)的输出端可得图3(c)，其中，
Gi1Gi2GinvZCf
(4) Gx1=
ZL1+ZCf+Gi1Hi1Ginv
1 电容电流和并网电流双闭环控制策略
图1为LCL型单相全桥并网逆变器主电路图。
Uin S1 A S3 + Lf1 uL1 rL1iLf1 − uCf Lur+ f2 L2 L2− + + iLf2 Cf iCf ∼ ug
rC − − Gx2=
ZL1ZL2
ZL1+ZCf+Gi1Hi1Ginv
(5)
+(ZL1+ZL2)ZCf+Gi1Hi1GinvZL2
S2 B S4
根据图3(c)求得系统环路增益T为
Gi1Gi2GinvZCfHi2
T= (6)
ZL1ZL2+(ZL1+ZL2)ZCf+Gi1Hi1GinvZL2同时可得并网电流iLf2与两输入信号iref和ug
(a) 主电路 uAB(s) − uc(s) + Ginv(s) iLf1(s) + 1 ZL1(s) uCf(s) ZCf(s) − ug(s) + − 1 iLf2(s)ZL2(s)
的数学关系式为
iLf2=
GT1
iref−x2ug (7)
1+THi21+T
(b) 平均模型
从式(7)可以看出，当环路增益T无穷大时，iLf2完全跟踪iref，且与ug无关。实际上，为了保证系统稳定，T不可能取无穷大，因此很难通过环路设计来消除ug对iLf2的影响。
iLf1(s)+ 1 ZL1(s)uCf(s)ZCf(s)− ug(s)+ − 1 iLf2(s) ZL2(s) 图1 单相LCL型并网逆变器主电路图及其等效框图 Fig. 1 Topology and block diagram of single-phase
grid-connected inverter with an LCL filter
iCf_ref(s) + Gi2(s) Gi1(s)− uAB(s)− + Ginv(s)Hi1(s)Hi2(s)iref(s) + −
图2 电容电流和并网电流双闭环系统框图
Fig. 2 Block diagram of dual-loop control strategy with the feedback of capacitor current and grid current
第6期 王学华等：抑制电网背景谐波影响的并网逆变器控制策略 9
ZCf(s) Gi1(s)Ginv(s)Gi1(s)− Ginv(s)Hi1(s)Hi2(s)(a) 等效变换1
ug(s)iref(s) + − Gi2(s) + − − Gi1(s)Ginv(s)1 ZL1(s)+ − ZCf(s)+ − 1 iLf2(s) ZL2(s) + ug(s)− 1 ZL1(s)+ − ZCf(s)+ − 1 iLf2(s) ZL2(s) iref(s) + − Gi2(s) + −
ZCf(s) Hi2(s) +Gi1(s)Ginv(s)ZCf(s) Gi1(s)Ginv(s)Hi2(s)
iref(s)+ − (b) 等效变换2
ug(s)Gx1(s)+ − Gx2(s)iLf2(s)
Hi2(s)(c) 等效变换3
图3 图2的等效框图
Fig. 3 Equivalent block diagram of Fig.2
2 电网电压前馈策略
2.1 前馈思路的提出
式(7)中的 −Gx2 /(1+ T)为电网电压和并网电流的导纳关系式。如果在ug到iLf2之间中引入一条导纳等于Gx2(s)/(1+ T)的支路，如图4所示，则可以消除ug对iLf2的影响。
ug(s) Gx2(s)
网电流的影响可完全被消除。文献[5]采用的前馈策略沿用了L型并网逆变器的前馈函数，即式(8)中的第一项。显然，ug对iLf2的影响无法被完全消除。
将式(8)代入图5(d)可得图6(a)，进一步将前馈函数为Gi1(s)Hi1(s)/ZCf(s)的ug分量前馈点移至Gi2(s)
的输出端，同时将内环反馈量改为uCf，调整对应的前馈函数和反馈函数可得图6(b)。
在ug和uCf汇集的节点处，有
iref(s) + − Gx1(s) + − + Gx2(s) iLf2(s)
uL2 = uCf − ug (9)
根据式(9)可以将图6(b)前馈的ug(s)Hi2(s)/ZCf(s)
Hi2(s) 图4 电网电压前馈控制框图
Fig. 4 Block diagram of grid voltage
feeding-forward scheme
项和反馈的uCf(s)Hi2(s)/ZCf(s)项合并，得到图6(c)。
此时内环反馈量为uL2，反馈函数为Hi1(s)/ZCf(s)。
通常分布式发电系统中的LCL型并网逆变器2.2 前馈策略的实现
需要工作于/并网两种模式。模式下需采样将ug的前馈点从Gx2(s)的输出端移至Gx1(s)的
uCf以保证uCf恒定；并网模式下需采样ug以保证iLf2输出端，图4可等效为图5(a)，进一步将前馈点移
与ug同相。因此与图2的双闭环策略相比，图6(c)至Gx1(s)的输入端，可得图5(b)，此时ug的前馈函
所示的双闭环策略可省去采样电容电流的传感器。 数为1 / Gx1(s)。结合图5(b)和图2可得图5(c)，由
若忽略滤波电感和滤波电容的寄生电阻，则 于式(4)的分子中包含Gi1(s)和Gi2(s)两因子，因此可
图6(c)内环反馈系数Hi1(s)/ZCf(s)可简化为 以将ug的前馈点移至Gi1(s)的输出端，调整对应前
Hi1(s)馈函数可得图5(d)。 ≈sCfHi1(s) (10) Zs()Cf结合式(4)可得
GHGGi1Gi2Z1忽略寄生电阻后，内环将反馈网侧电感电压的
=(1+L1+i1i1inv) (8)
Gx1GinvZCfZCf微分量。相应的，ug的前馈系数ZL1(s)/[ZCf(s)Ginv(s)]
当ug的前馈函数满足式(8)时，背景谐波对并可化简为
10
中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷
iref(s) + − Gx1(s)+ + ug(s)− Gx2(s)iLf2(s)Hi2(s)(a) 等效变换1
iLf2(s)
iref(s)+ + − 1 Gx1(s)Gx1(s)ug(s)+ − Gx2(s)Hi2(s)(b) 等效变换2
1 Gx1(s) ug(s)iref(s) + + Gi2(s) − + − Gi1(s)Ginv(s)Hi1(s)Hi2(s)+ − 1 ZL1(s)+ − ZCf(s)+ − 1 iLf2(s) ZL2(s) (c) 等效变换3
ug(s)
iref(s) + − Gi2(s) + − Gi1(s) + + Ginv(s)Hi1(s)Hi2(s)+ − Gi1(s)Gi2(s)Gx1(s) 1 ZL1(s)+ − + − ZCf(s)1 iLf2(s) ZL2(s) (d) 等效变换4
图5 电网电压前馈控制框图的等效变换
Fig. 5 Equivalent transforms of grid voltage feeding-forward
Gi1(s)Hil(s)ZCf(s) ZL1(s) Ginv(s)ZCf(s)1 Ginv(s)+ − 1 ZL1(s)+ − + ug(s) + iref(s) + − Gi2(s) + − Gi1(s) + + + Ginv(s)Hi1(s)Hi2(s)− ZCf(s)1 iLf2(s) ZL2(s) (a) 等效变换1
ug(s)
Hil(s)ZCf(s)ZL1(s) Ginv(s)ZCf(s)1 Ginv(s)+ − 1 ZL1(s)+ − + + iref(s) + − Gi2(s) + − Gi1(s) + + + Ginv(s)Hil(s)ZCf(s)Hi2(s)− ZCf(s)1 iLf2(s) ZL2(s) (b) 等效变换2
第6期 王学华等：抑制电网背景谐波影响的并网逆变器控制策略 11
ZL1(s) Ginv(s)ZCf(s)1 Ginv(s)iref(s) + − + − + + + + − 1 ZL1(s)+ − + ug(s) − Gi2(s) Gi1(s) Ginv(s)Hil(s)ZCf(s)Hi2(s)ZCf(s)uL2(s)1 iLf2(s) ZL2(s) (c) 等效变换3
图6 网侧电感电压微分量和并网电流双闭环控制策略
Fig. 6 Block diagram of dual-loop control strategy with differential voltage of the grid side inductor and grid current
ZL1(s)LC3.3 电容电流内环调节器设计
≈s2f1f (11)
Ginv(s)ZCf(s)Ginv(s)电容电流内环调节器的主要作用是阻尼系统
的谐振尖峰。对稳态精度没有要求，这里采用P调
节器。设计内环调节器时，先令Gi2(s) = 1，设此时环路增益T为Tu：
Gi1GinvZCf
Tu= (12)
ZL1ZL2+ZL1ZCf+ZL2ZCf+Gi1Hi1GinvZL2
此时图6(c)中对应的前馈分量为ug的二次微分量。
3 参数设计
3.1 参数选取
设计了一台功率为6 kW的原理样机，控制策略采用单极倍频正弦脉宽调制(sine pulse width modulation，SPWM)，开关频率为10 kHz，输入直流电压Uin = 360 V，取Lf1 = 600 µH，Cf = 10 µF，Lf2 = 160 µH。测得rL1 = 0.01 Ω，rL2 = 0.02 Ω，估算rc = 0.005 Ω。取内环反馈系数Hi1(s) = 0.075，外环反馈系数Hi2(s) = 0.15。 3.2 并网电流基准的实现
图7给出了基于电容电流和并网电流反馈的控制框图。为实现单位功率因数并网，并网电流基准iref需保持与ug同相，这里采用锁相环(phase locked loop，PLL)来实现。并网电流基准信号的幅值由系统给出，由此得到并网电流基准iref。
取载波幅值Utri = 3 V，则：
U
Ginv(s)=in=120 (13)
Utri.
根据原理样机参数可得式(12)对应的波德图，如图8所示。其中，虚线对应未加入内环调节器，实线对应内环反馈系数Hi1(s) = 0.075，调节器Gi1(s) = 1。可以看出，引入内环调节器后，系统谐振被有效阻尼。
100| ATu |/dB 500Gi1(s) = 1，Hi1(s) = 0.075 −50Gi1(s) = 1，Hi1(s) = 0 Uin S1—S4 门驱动 Ginv(s) 调制器 + + Lf1 uCf + Cf − Lf2 + ug∼ − −100180Ang(Tu)/(°) 900−90Gi1(s) = 1，Hi1(s) = 0 Hi1 Hi2 Hi12uCf_of iLf2_ofug_of1+ Lf1Cfs GinvHi1 + uL2_of − CfsPLL− − θ*iref I+ Gi1 Gi2 +
图7 并网控制原理图
Fig. 7 Schematics diagram of grid-connected inverter
Gi1(s) = 1，Hi1(s) = 0.075 −180045
102 10103 10 10110f/Hz
比较图2和图6(c)不难发现：引入ug前馈以及调整内环反馈量并没有改变系统的环路增益，因此采用相同的调节器参数，二者的稳定裕度相同。接下来以电容电流和并网电流双闭环控制策略为例设计双闭环调节器参数。双闭环调节器的设计应遵循由内及外的设计思路。
图8 设计内环时环路增益的波德图
Fig. 8 Bode diagram of loop gain for inner loop design
3.4 并网电流外环调节器设计
通过增加内环阻尼了T中的谐振尖峰。接下来根据稳定裕度和稳态精度设计并网电流外环反馈系数Hi2(s)和调节器Gi2(s)。并网电流外环调节器要求稳态精度高，可采用PI调节器。
12 中 国 电 机 工 程 学 报
iLf2(20 A/格) ug(100 V/格) 第31卷
ug
取Hi2(s) = 0.15，Gi2(s) = 0.4 + 1 700 / s，可得式(6)对应的波德图，如图9所示。其中，虚线对应未引入调节器前，实线引入调节器后的波德图。可以看出，加入调节器后，系统截止频率约为2.0 kHz，幅值裕度约为5 dB，相角裕度约为45°，50 Hz处的增益接近于50 dB，对谐波的衰减能力大于100倍。因此设计结果符合稳定裕度和稳态精度要求。
100补偿后50| AT |/dB 0−50−100180Ang(T)/(°) 900−90−180010 补偿后 45
103 10 101 102 10f/Hz
iLf2
t(5 ms/格)
(c) 方案3
补偿前 图10 实际电网的实验波形
Fig. 10 Experimental waveforms with actual grid
补偿前间存在相位差，约3.4°。方案2和方案3基本无相位差。3种方案并网电流对应的总谐波含量(total harmonic distortion，THD)分别为2.52%、1.98%和1.55%，显然方案3 iLf2的波形质量最优。
为进一步验证理论分析的正确性，在网侧加入由R和C构成的单相整流性负载。其中R = 9.7 Ω，C = 4 700 µF。图11为对应的实验波形。测得3种方案并网电流对应的THD分别为4.18%、3.62%和
iLf2(20 A/格) ug(100 V/格)
图9 外环设计时环路增益的波德图
Fig. 9 Bode diagram of loop gain for outer loop design
ug
4 实验结果
图10为3种方案满载时的实验波形，其中 图10(a)对应图2控制方案的实验波形，图10(b)在图2基础上引入电网电压比例前馈的实验波形，图10(c)对应本文提出的控制策略的实验波形。为陈述简便，分别称3种控制策略为方案1、方案2和方案3。从实验波形可以看出，方案1中iLf2和ug之
iLf2(20 A/格) ug(100 V/格) iLf2
t(5 ms/格)
(a) 方案1
iLf2(20 A/格) ug(100 V/格)
ug
ug
iLf2
iLf2
t(5 ms/格)
(b) 方案2
t(5 ms/格)
(a) 方案1
iLf2(20 A/格) ug(100 V/格)
ug
iLf2(20 A/格) ug(100 V/格)
ug
iLf2
iLf2
t(5 ms/格)
(c) 方案3
t(5 ms/格)
(b) 方案2
图11 加重电网畸变后的实验波形
Fig. 11 Experimental waveforms with great distorted grid
第6期 王学华等：抑制电网背景谐波影响的并网逆变器控制策略 13
iLf2(50 A/格) ug(200 V/格) 2.09%，显然方案3 iLf2的波形质量最优。
在图11中，iLf2都会出现小幅振荡。这是由于电网侧加入的整流性负载引起的。当流过整流桥的电流下降至0，电网线路上杂散电感两端的电压将突变至0，因此ug出现一个阶跃性的跳变。由于滤波电容两端电压uCf不能突变，因此并网电流iLf2会出现小幅振荡。
图12为采用本文所提出的控制策略并网电流在半载和满载之间突变的实验波形。其中，图12(a)为半载突变至满载时的实验波形，图12(b)为满载突变至半载时的实验波形。可以看出突变前后，并网电流和电网电压相位始终保持同相。
iLf2(20 A/格) ug(100 V/格)
ug
iLf2
t(100 ms/格)
(b) ug由220 V跌至180 V
图13 电网电压变化的实验波形
Fig. 13 Experimental waveforms of dynamic response
when grid voltage fluctuates
ug
iLf2
图14为3种方案在不同负载条件下并网电流的THD对比曲线。其中图14(a)对应实际电网时的对比曲线，图14(b)对应畸变电网时的对比曲线。可以看出，在不同负载条件时，方案3对应并网电流的THD最小。实际电网时，并网电流在1.5 kW以上即满足了并网谐波标准；畸变电网时，并网电流在2 kW以上即满足了并网谐波标准[15]。
t(5 ms/格)
2016方案1(a) 半载突变至满载
iLf2(20 A/格) ug(100 V/格)
THD/%
ug
1284方案3004 Po/kW (a) 实际电网时 26方案2 iLf2
t(5 ms/格)
THD/% 3630241812600方案34 Po/kW
(b) 加重电网畸变时 26方案2 方案1(b) 满载突变至半载
图12 并网电流突变的实验波形
Fig. 12 Experimental waveforms of dynamic response
when reference of grid current is changed
图13为采用本文所提出的控制策略电网电 压在180 V和220 V之间突变的实验波形。其中，图13(a)为180 V升至220 V时的实验波形，图13(b)为220 V跌至180 V时的实验波形。可以看出电网电压突变前后，并网电流的幅值没有变化。
iLf2(50 A/格) ug(200 V/格)
图14 3种方案不同负载时并网电流THD曲线
Fig. 14 Grid current THD curves of the three cases with different loads
ug
iLf2
t(100 ms/格)
(a) ug由180 V升至220 V
考虑到实际的电路参数存在一定的误差，以及线路上的寄生电感存在，本文假设输入电压波动为360~400 V，包含寄生电感后的Lf2波动范围为160~ 360 µH。对应的实验波形分别为图15和16。可以看出，输入电网波动对并网电流影响较小。网侧电感Lf2对实际电网时的并网电流THD影响较小，但
14 中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷
THD/% 2.52.0有整流性负载 1.51.00.50.0360 370 390 400380 Uin/V 无整流性负载Specialists Conference．Acapulco．Mexico：IEEE，2003：779-784． [4] Liserre M，Blaabjerg F，Hansen S．Design and control of an LCL-
filter-based three-phase active rectifier[J]．IEEE Trans. on Industry Application，2005，41(5)：1281-1291．
[5] 沈国桥，徐德鸿．LCL滤波并网逆变器的电容法电流控制[J]．
中国电机工程学报，2008，28(18)：36-41．
Shen Guoqiao，Xu Dehong．Current control for grid-connected inverters by splitting the capacitor of LCL filter[J]．Proceedings of the CSEE，2008，28(18)：36-41(in Chinese)．
[6] Blasko V，Kaura V．A novel control to actively damp resonance in
input LC filter of a three-phase volage source converter[J]．IEEE Trans. on Industry Application，1997，33(2)：542-550．
[7] Malinowski M，Bernet S．A simple voltage sensorless active damping
scheme for three-phase PWM converters with an LCL filter[J]．IEEE Trans. on Industry Electronics，2008，55(4)：1876-1880． [8] Twining E，Holmes D G．Grid current regulation of a three-phase
voltage source inverter with an LCL input filter[J]．IEEE Trans. on Power Electronics，2003，18(3)：888-5．
[9] 徐志英，许爱国，谢少军．采用LCL滤波器的并网逆变器双闭环
入网电流控制技术[J]．中国电机工程学报，2009，29(27)：36-41．
图15 方案3不同输入电压时并网电流THD曲线
Fig. 15 Grid current THD curves of the case III with
different input voltage
THD/% 543210160 无整流性负载 有整流性负载 Xu Zhiying，Xu Aiguo，Xie Shaojun．Dual-loop grid current control technique for grid-connected inverter using an LCL filter[J]．Proceedings of the CSEE，2009，29(27)：36-41(in Chinese)． [10] Jalili K，Bernet S．Design of LCL filter of active-front-end two-level
voltage-source converters[J]．IEEE Trans. on Industry Electronics，2009，56(5)：1674-16．
[11] Zmood D N，Holmes D G．Stationary frame current regulation of
PWM inverters with zero steady-state error[J]．IEEE Trans. on Power Electronics，2003，18(3)：814-822．
[12] Liserre M，Teodorescu R，Blaabjerg F．Stability of photovoltaic and
wind turbine grid-connected inverters for a large set of grid impedance values[J]．IEEE Trans. on Power Electronics，2006，21(1)：888-5．
[13] 赵清林，郭小强，邬伟扬．单相逆变器并网控制技术研究[J]．中
国电机工程学报，2009，27(16)：60-．
Zhao Qinglin，Guo Xiaoqiang，Wu Weiyang．Research on control strategy for single-phase grid-connected inverter[J]．Proceedings of the CSEE，2009，27(16)：60-(in Chinese)．
[14] Blaabjerg F，Chen Z，Kjaer S B．Power electronics as efficient
interface in dispersed power generation system[J]. IEEE Trans. on Power Electronics，2004，19(1)：1184-1194．
[15] IEEE Standards Coordinating Committee 21．IEEE Std. 929-2000
IEEE recommended practice for utility interface of photovoltaic (PV) systems[S]．New York：the Institute Electric and Electronics Engineering，2000． 200 320 360240 280 Uin/V
图16 方案3不同电感量Lf2时并网电流THD曲线
Fig. 16 Grid current THD curves of the case III with
different inductance of Lf2
对畸变时的并网电流THD影响较明显。即便如此，其并网电流也基本满足并网谐波标准[15]。
5 结论
基于电容电流和并网电流双闭环控制策略可有效抑制LCL滤波器谐振，但对电网电压背景谐波的抑制能力差。采用传统电网电压前馈策略可抑制电网电压背景谐波，但效果并不理想。
根据电网电压前馈控制的思路，本文提出了一种基于网侧电感电压微分量和并网电流双闭环控制策略。基于网侧电感电压微分量的内环抑制了LCL滤波器的谐振。所加入的前馈补偿环节可以有效抑制电网电压的背景谐波对并网电流的影响。且该策略受电路参数变化的影响较小。另外，改进的控制策略可以省去一个电容电流传感器。
收稿日期：2010-12-21。 作者简介：
王学华(1978)，男，博士，研究方向为逆变器并网控制技术、逆变器并联控制技术和多电平逆变器控制技术，wangxh78@gmail.com；
阮新波(1970)，男，博士，教授，研究方向为高频软开关直–直变换器、高频软开关逆变器、变
王学华
换器建模、电力电子集成系统和新能源供电系统；
刘尚伟(1983)，男，硕士研究生，研究方向为逆变器并网控制技术。
参考文献
[1] Blaabjerg F，Teodorescu R，Liserre M，et al．Overview of control and
grid synchronization for distributed power generation systems[J]．IEEE Trans. on Power Electronics，2006，53(5)：1398-1409． [2] Gullvik W，Norum L，Nilsen R．Active damping of resonance
oscillations in LCL-filters based on virtual flux and virtual resistor [C]//European Conference on Power Electronics．Aalborg，2007． [3] Wang T C Y，Ye Z H，Sinha G，et al．Output filter design for a
grid-interconnected three-phase inverter[C]//IEEE Power Electronics
(责任编辑 吕鲜艳)
因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容